ＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴ　ｆｏｒ　ＳＴＡＸ　ＥＡＲＳＰＥＡＫＥＲＳ

を Ｓｔｕｄｙ する

・高電圧が恐ろしい。ので手を付けない方が吉。と思っていたにもかかわらず手を付けてしまった。（爆）

・スタックスのイヤースピーカー（ヘッドフォン）はなかなかに素晴らしい。過渡（トランジェント）特性において他に比類なしと思えるほど抜きん出た性能だ。だから再生する音は透明で極細部まで見通しが利きハッとするほどリアルで全く聴き疲れすることがない。なので、この際、分もわきまえずそのドライブアンプを自作してみようかなどという気になったのである。

・で、まずは下手な検討。

・はじめにアンプの所要出力電圧からアンプの所要電源電圧を考える。

・ＳＲ−４０４にはＳＲ−Ｌａｍｂｄａ　ｓｅｒｉｅｓの取扱説明書が付いているが、これによればＳＲ−Ｌａｍｂｄａ　ｓｅｒｉｒｓ（４０４、３０３＆２０２）の音圧感度は１００ｄＢ／１００Ｖr.m.s.入力／１ｋHzとあり、また最大音圧レベルは１１８ｄB／４００Hzとある。ので、この２点からすると、最大音圧レベルまでドライブするためには１００Ｖr.m.s.の８倍（＝＋１８ｄB)の８００Vr.m.s.（＝２，２６３Ｖｐ−ｐ）の出力電圧が必要だということになる。なんとも、気が遠くなりそうな電圧だわなぁ。（＾＾；

・が、一方、純正のドライブアンプのスペックをみると、その最大出力電圧はＳＲＭ−７２７ｔＡの４５０Vr.m.s．／１ｋＨｚが最大で、次いでＳＲＭ−３２３Ａが４００Ｖr.m.s．／１ｋＨｚ、SRM-３００が３５０Vr.m.s．／１ｋＨｚ、SRM-００７tAが３４０Vr.m.s．／１ｋＨｚ、SRM-００６ｔＡが３００Vr.m.s.／１ｋＨｚ、そしてＳＲＭ−２５２Ａが２８０Ｖr.m.s.となっており、８００Vr.m.s.というものはない。純正のドライブアンプの最大出力電圧がそうなっているということは、スタックスのイヤースピーカーをドライブするためには、そのぐらいの最大出力電圧で十分だということだろう。

・そこで、そのうち最大の４５０Vr.m.s.の最大出力電圧を得るためにはどの程度の電源電圧が必要かを考えると、正弦波で４５０Vr.m.s.ということは、そのピークtoピーク電圧は４５０×√２×２＝ １,２７３Vp-pである。いやはや、これでももの凄い高電圧なのだ。そこで、少しでも所要電源電圧を下げるため、これを半分の電源電圧で得られるBTL動作、すなわちバランス動作で得るとして、各バランス出力は６３７Vp-pの最大振幅が必要だということになる。

・この最大出力電圧を得るためには、飽和電圧等による無効電圧を少なくできる純半導体アンプで実現するとしても、完全にレールtoレールという訳にはいかないので、電源電圧としてはDC６６０Vは必要だろうか。これをプラスマイナス２電源方式で考えれば±DC３３０Vの電源を用意しなければならないということになる。同様にして４００Vr.m.s．ならば±DC３００V、３５０Vr.m.s.ならば±DC２７０V、３００Vr.m.sならば±DC２４０V程度か。

・もしこれを真空管アンプで実現するとなれば、これに真空管のP-K間の無効電圧を加えなければならないのでさらに高電圧の電源が必要となる。が、純正ドライブアンプにおいて真空管を起用したハイブリッド系機種の最大出力電圧が純半導体系機種のそれより１００Vr.m.s．程度低いところをみると、DC６６０V（±DC３３０V）くらいの電源電圧は、入手可能素子やコスト面の制約等の現実問題で、もはやそうそうこれ以上に上げられない領域のものなのだろうと推測されるところだ。し、私が某大衆家電量販店で実際に聴いた限りでは、最大出力電圧が３００Ｖr.m.s.のＳＲＭ−００６ｔＡとＳＲ−４０４の組み合わせ（ＳＲＳ−４０４０Ａ）でも十二分な音量だと感じられたので、現実的にはこれで十分だということなのだろう。

・次にアンプの所要出力電流を考える。所要電源電圧が分かれば、所要電流が分かることにより必要な出力電力（パワー）とドライブアンプの終段の規模が想定できる。

・この際イヤースピーカーとはいかなる負荷なのかが問題だ。コンデンサー型であるから、要すれば容量負荷なのだろうが、スペックによればSR-００７Ａの容量がケーブル込みで９４ｐFで、そのインピーダンスが１０ｋHzで１７０ｋΩとある。ＳＲ−４０４では容量がケーブル込みで１１０ｐＦでそのインピーダンスは１０ｋＨｚで１４５ｋΩであり、ＳＲ−３０３とＳＲ−２０２は同じで、容量がケーブル込みで１２０ｐＦ、インピーダンスは１０ｋＨｚで１３３ｋΩとある。

・イヤースピーカーの構造を考えると、これがそのままドライブアンプの負荷なのだろうか？という気がしないことはないのだが、コンデンサーのインピーダンス＝１／（２πｆｃ）に、ｆ＝１０ｋＨｚ、ｃ＝９４ｐＦ、１１０ｐＦ、１２０ｐＦを代入して計算するとそれぞれ１７０ｋΩ、１４５ｋΩ、１３３ｋΩとスペック通りの数値になることから、イヤースピーカーは、ドライブアンプにとって、Ｃ＝９４ｐＦ、１１０ｐＦまたは１２０ｐＦの純粋容量負荷であると素直に考えて良いのだろう。多分。

・であれば、こんなｐＦオーダーの容量負荷ならドライブするのは簡単だ。

・と、考えたくなるが、実は案外そうではない。

・何故ならドライブ電圧が非常に高いからである。ドライブアンプの最大出力電圧を４５０Ｖr.m.s．とした場合のピークtoピーク電圧は１,２７３Vp-pなのだから、負荷インピーダンスが１７０ｋΩ、１４５ｋΩ、１３３ｋΩであったとしても、ピーク電流はそれぞれ７．４９ｍA、８．７８ｍA、９．５７ｍA必要なのである。で、これで必要十分か？というと、この負荷インピーダンスは容量負荷の１０ｋHzでの値であるので、２０ｋＨｚの場合は当然インピーダンスは１／２となるから、所要ピーク電流は２倍の１５ｍＡ、１７．５６ｍＡ、１９．１４ｍＡ必要になる。もし１００ｋHzまで低域と同じ最高出力電圧を確保しようとすればインピーダンスは１０ｋＨｚの場合の１／１０となるから、所要ピーク電流も１０倍の７４．９ｍA、８７．８ｍA、９５．７ｍAになる。１MHｚであれば所要ピーク電流はさらに１０倍の７４９ｍA、８７８ｍA、９５７ｍAとなる。

・最大出力電圧４５０Ｖr.m.s．を得るために±DC３３０Vの電源が必要であるとして、動作時終段の素子にも３３０Vの電圧が掛かるとすれば、アイドリング時の動作電流を５ｍA,１０ｍA、２０ｍAとしても、その損失は１．６５W、３．３W、６．６Wにもなるのだから、最大出力電圧が得られる高域周波数を１０ｋHzまでということで考えてもそれなりの規模の終段が必要であることが分かるし、さらに１００ｋHzや１MHｚまで低域と同様の最大出力電圧を得ようとすれば、その１０倍、１００倍の規模のいわば超ド級パワーアンプ並のとてつもない終段が必要になってくるということだ。また、現実そのような超ド級パワーアンプ並の終段にしようとしまいと、容量負荷のインピーダンスは高域方向に０Ωに向かって２０ｄB／ｏｃｔでリニアに低下していくのだから、イヤースピーカーのドライブアンプの終段には電流や損失制限型の何らかの保護回路が必須だ。と、イヤースピーカーが純粋容量負荷であるなら言えるわけだが、この世に存在するコンデンサーがそうであるようにイヤースピーカーの場合も寄生レジスタンス分やインダクタンス分がないわけがないから、どこからかはインピーダンスが上昇に転じているのだろうとは思うが、まぁ、それを勘案しても保護回路は必須だろう。

・そこで次に、これだけの高圧においてこれだけの電流や損失に耐えられる素子が入手できるのか？を考える。

・ネットで探ってみると、そもそもこれだけの高圧に耐えられる素子が非常に限られているということが分かる。特にＰチャンネルがほとんどない。ＮチャンネルならＭＯＳやバイポーラＴＲにいくつか存在するようだ。が、６６０Ｖの電源電圧に耐える必要があるから、余裕をみて８００Ｖ以上の耐圧を有する素子ということで限定すると、入手できそうで、使えそうなものはダイナミックフォーカス用という種類のトランジスタぐらいだろうか。

・で、そのダイナミックフォーカス用の��耐圧トランジスタにおいてＰＮＰ型がかろうじて存在するのだが僅かに２種しかない。サンヨーの２ＳＡ１９６７と２ＳＡ１９６８だ。この二つは単なるパッケージ違いで中身は同じもののように思われるのだが、その絶対最大定格のＩｃmaxは１０ｍAであり、許容損失は放熱器なしで１．７５Wと２Wしかない。しかもそのＩｃ−ｈｆｅ特性やＩｃ−ｆｔ特性からすると実際にはＩｃ５ｍA以下で使った方が良さそうなTRだ。が、これしかない。ＮＰＮ型であるとサンヨーと東芝にいくつか見つかるが、いずれもＩｃｍａｘが１０ｍＡから１００ｍＡ、許容損失も放熱器なしでは２W、無限大放熱板を付けても１０Ｗというのが最大のようだ。

・ということは、素子面からして大損失に耐える終段を作るというのはそもそもかなり難しいということになる。電源電圧３３０Vでアイドリング電流を５ｍA、１０ｍA、２０ｍAとして損失が１．６５W、３．３５W、６．６Wとなるところに、PチャンネルではＩｃｍａｘ＝１０ｍＡで許容損失２Ｗ、ＮチャンネルでもIcmax=１００ｍA以下で損失も最大１０W以下の素子しか起用できそうなものがないのだから、イヤースピーカー用ドライブアンプの終段はかなり窮屈で、終段に起用することが出来る限られたトランジスタの限界を越えないようにしながら、その限界の範囲で可能な限りの最大出力電圧帯域幅が得られるように設計するということになる。と思う。

・それもこれも元はと言えば、負荷が、インピーダンスが周波数に比例して高域に至るほど低下していく容量負荷であるためである。１２０ｐＦ、恐るべし。

・ということであると、イヤースピーカー用ドライブアンプの性能、というか高域限界は終段によって規定されることなる。すなわち、終段がアンプのスルー・レートや最大出力電圧帯域幅を規定するものにならざるを得ないと考えられる。

・そこで、試しに、イヤースピーカーの容量負荷を１２０ｐFとした場合に、ドライブアンプの最大出力電圧の設定値ごとに、最大出力電圧帯域を１ｋHz、１０ｋHz、２０ｋHz、１００ｋHz、１MHｚとした場合、それぞれ必要になる終段の所要スルー・レート、終段の所要電流、所要ピーク電流を求めたものが下表である。
　この際、所要スルー・レート＝π＊ｆ＊所要p-p電圧
　　　　　　所要電流＝所要スルー・レート＊C
　　　　　　所要ピーク電流＝所要p-p電圧／負荷インピーダンス

・さらに、終段の供給可能ピーク電流ごとに、その場合の最大出力電圧がどうなるのかをグラフ化するとこうなる。単位は縦軸がＶ、横軸がＨｚ。

・このグラフには最大出力電圧４５０Ｖr.m.s．、４００Ｖr.m.s.、３５０Vr.m.s.、３００Vr.m.s．、そして１００Vr.m.s.の場合の各相ｐ−ｐ電圧も表示しているのだが、要するに、ドライブアンプの最大出力電圧は、低域では電源電圧によってグラフの水平線以下に制限され、高域では終段のピーク供給電流設定によってグラフの斜め線の左下部分に制限され、結局ドライブアンプが正しい正弦波を出力出来る領域は、電源電圧による水平線と終段電流設定による斜め線で囲まれた左下内側の領域になるということだ。

・ＬＯＧ表示しているから当然と言えば当然なのだが、こうしてみると電源電圧設定に起因する最大出力電圧の３００Vr.m.s．と４５０Ｖr.m.s．の差は大した差ではない。もとよりヘッドルームとして３．５ｄBの差に過ぎないのだ。むしろ問題は電流だ。正弦波で４５０Ｖr.m.s．の出力を得るためには、低域では電源電圧が確保されていれば大丈夫で終段１ｍAのピーク供給電流でも１ｋHzまでは４５０Ｖr.m.s．の最大出力電圧が得られるのだが、高域で２０ｋＨｚまでこの出力を得ようとすると２０ｍＡのピーク供給電流が必要であり、１００ｋＨｚまでこの出力を得るためには１００ｍＡのピーク供給電流、１ＭＨｚであればなんと１Ａのピーク供給電流が必要となるということだ。

・結局、イヤースピーカー用ドライブアンプは、音楽ソースのスペクトラムが大体数ｋＨｚ以上では右下がりになっていることを踏まえ、どこまで高域の最大出力電圧帯域を確保するかで、終段の動作電流＝終段の規模を決める。というものになるだろう。帯域を高域に広げれば広げるほど終段の損失、したがって終段の規模は大きくなるので、起用できる素子の限界も踏まえてこの辺をどこで妥協するか、あるいは調和させるか、という判断をするということになる。

・ところで、以上から当然に、イヤースピーカーの容量が少ないほどドライブアンプは楽になる。同じドライブアンプでイヤースピーカーの容量が少ないだけで最大出力電圧帯域は高域に広がるし、同じ最大出力電圧帯域で良いのであればイヤースピーカーの容量が小さいほどに終段の動作電流を減らすことが出来る。まぁ、これが理由ではないのだろうが、カナル型のＳＲ−００３を例外として他のイヤースピーカーは価格が高くなるほどに容量が小さくなっている。（爆）

・さて、どうするか？

・最大出力電圧帯域を１ＭＨｚまで確保しようなどというのは無謀だしまず無理。だいたい、イヤースピーカーの周波数特性が７〜４１ｋＨｚ程度のところに１ＭＨｚの高周波大振幅信号を送り込む可能性を持つようなアンプを作っても百害あって一利なし。

・１００ｋＨｚまで。なら可能かもしれない。が、かなり大規模な終段になると思われる。また、この場合も同じく百害あって一利なしかもしれないし、音的に利があるかどうかも分からない。

・イヤースピーカーの周波数特性を踏まえて４０ｋＨｚまでとか、可聴帯域の２０ｋＨｚまで低域と同様の最大出力電圧帯域を確保する。というのは一つの合理的な考え方かもしれない。

・あとは、トータルバランスの観点から、実際の音楽ソースのスペクトラムを考えて例えば低域と同様の出力電圧帯域を５ｋＨｚとか１０ｋＨｚまでにするか。というあたりだろうか。１０ｋHzまでとしても２０ｋHzでの最大出力は６ｄB小さくなるだけなのである。

・そこで、スタックスの純正ドライブアンプはこの辺どうなのか？を推測する。ＳＲＭ−３２３Ａの取扱説明書には、その周波数特性がＤＣ〜６０ｋＨｚ（０ｄＢ〜−３ｄＢ、１００Ｖr.m.s.、ＳＲ−３０３　１台負荷）と記載されている。ＳＴＡＸのＨＰにおいて４０Ｖr.m.sにおいてと明記されているＳＲＭ−２５２Ａを除いて他の機種の測定条件が確認出来ないのだが、その他の純正ドライブアンプの周波数特性も１００Ｖr.m.s.（０ｄＢ〜−３ｄＢ）でＳＲ−３０３、すなわち１２０ｐＦ負荷の場合のものと考えて当たらずとも遠からずなのではなかろうか。

・という前提で、その数値は広い順に７２７ＡがＤＣ〜１１５ｋＨｚ、００７ｔＡがＤＣ〜１００ｋＨｚ、００６ｔＡがＤＣ〜８０ｋＨｚ、３２３ＡがＤＣ〜６０ｋＨｚ、３００（その内部写真の放熱器の大きさからすると１００Ｖr.m.s.ではないかもしれない）が４〜６０ｋＨｚ、そして２５２ＡがＤＣ〜３５ｋＨｚ（４０Ｖr.m.s．）なのだが、この高域の−３ｄＢポイント周波数からその＊０．７（≒−３ｄＢ）の周波数当たりが多分終段の動作電流設定によって１２０ｐＦ負荷の際に正弦波１００Ｖr.m.s（２５２Aは４０Ｖr.m.s）が出力限界となるポイントではないかと推測される。ので、その数値から終段動作電流を逆算してみるとこうなる。この場合、終段はＡ級バランス回路プッシュプル動作で、ピーク電流は推定アイドリング電流の２倍取り出せる回路との想定である。

機　　種	周波数特性	＊０．７	推定アイドリング電流
ＳＲＭ−７２７Ａ	ＤＣ〜１１５ｋＨｚ	８０．５ｋＨｚ	８．６２ｍＡ〜１２．３１ｍＡ
ＳＲＭ−００７ｔＡ	ＤＣ〜１００ｋＨｚ	７０ｋＨｚ	７．４９ｍＡ〜１０．７１ｍＡ
ＳＲＭ−００６ｔＡ	ＤＣ〜８０ｋＨｚ	５６ｋＨｚ	６．０ｍＡ〜８．５７ｍＡ
ＳＲＭ−３２３Ａ	ＤＣ〜６０ｋＨｚ	４２ｋＨｚ	４．５ｍＡ〜６．４３ｍＡ
ＳＲＭ−３００	４〜６０ｋＨｚ	４２ｋＨｚ	４．５ｍＡ〜６．４３ｍＡ
ＳＲＭ−２５２Ａ	ＤＣ〜３５ｋＨｚ	２４．５ｋＨｚ	１．０６ｍＡ〜１．５１ｍＡ

・もしこの推測が当たらずとも遠からずであるとすれば、純正ドライブアンプも余り高域を欲張ったものではなく、現実的な設計になっているということになる。その最大出力帯域幅はＳＲＭ−７２７Ａが２０ｋＨｚまで確保されているかもしれないが、他の機種については確実に２０ｋHz以下でほぼ価格順にこれが低下していき、ＳＲＭ−２５２Ａでは４ｋＨｚ程度ではないかと考えられる。

・というところを見ると、イヤースピーカーの能率が１００ｄＢ／１００Ｖr.m.s.であり、その純正ドライブアンプの周波数特性がＳＲ−３０３一台負荷の１００Ｖr.m.s.時で規定されていることからしても、イヤースピーカーのドライブアンプとしては可聴帯域上限（２０ｋHz）で１００Ｖr.m.s.の最大出力が得られるものにすれば、十分御の字なものになると考えて良いのかもしれない。

・という訳で、再度整理してみる。

最大出力電圧	帯域上限→	10kHz	20kHz	40kHz	60kHz	80kHz	100kHz
100Vr.m.s.	所要アイドリング電流	1.07	2.13	4.27	6.40	8.53	10.66
	所要ピーク電流	2.13	4.27	8.53	12.80	17.06	21.33
200Vr.m.s	所要アイドリング電流	2.13	4.27	8.53	12.80	17.06	21.33
	所要ピーク電流	4.27	8.53	17.06	25.59	34.12	42.65
300Vr.m.s.	所要アイドリング電流	3.20	6.40	12.80	19.19	25.59	31.99
	所要ピーク電流	6.40	12.80	25.59	38.39	51.18	63.98
400Vr.m.s	所要アイドリング電流	4.27	8.53	17.06	25.59	34.12	42.65
	所要ピーク電流	8.53	17.06	34.12	51.18	68.24	85.30
450Vr.m.s.	所要アイドリング電流	4.80	9.60	19.19	28.79	38.39	47.98
	所要ピーク電流	9.60	19.19	38.39	57.58	76.77	95.97	ｍＡ

・左上から右下までで５０倍の差だ。電源電圧は出力電圧に比例して４．５倍になるだろうから左上から右下までで損失的には２２５倍の差になるだろう。いずれこの辺で終段の損失、従って規模、起用する素子等のことを想定しながら、どこにすべきか？よ〜く考える。ということになる。

・といったところで、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）シミュレーターで占いつつ、少し具体的に考える。

・Ａ案

・終段にもろもろの制約がないのならば、容量負荷をドライブするのだから、ＰチャンネルとＮチャンネルが存在する半導体を起用して、終段を各相ともプッシュプル動作とするこういう普通の回路が良いに違いない。すなわち、２段差動＋プッシュプルエミッタフォロア。

・差動アンプで位相反転してそれぞれにプッシュプルエミッタフォロア出力段を付けてバランス出力を得る。ＮＦＢは初段のソースに戻す。これで所謂“電流帰還型”の動作になる。クローズドゲイン設定は５４ｄＢ（（３００ｋ＋６００）／６００＝５０１倍）と純正ドライブアンプに同じである。電源電圧はとりあえず±３５０Ｖとする。ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の制限でＴＲが１０個以内でなければならないので定電流回路には電流源シンボルを使っている。初段、２段目の動作点は電流源で規定した通りだが、終段は１ｍＡにしてみた。１ｍＡでは当然Ｂ級動作になるのだが、このようにプッシュプル回路であればそれで必要な電流はきちんと供給できるし、アイドリング時（無信号時）の損失を減らせる。プッシュプル回路の非常に優れた利点である。

・この場合初段の２ＳＫ１１７は別として、２段目の２ＳＡ８７２、終段の２ＳＡ９７０，２ＳＣ２２４０は仮のものである。また、この電源電圧では初段にカスコード回路が必要だがＰＳｐｉｃｅ（評価版）の個数制限のため入れていない。どちらについてもＰＳｐｉｃｅ（評価版）は素子耐圧や損失の限界に頓着しないのでこれでシミュレーションは可能だ。モデルパラメータもこの程度の低周波ではあまり厳密に考える必要もないようだ。位相補正はないとクローズドゲインの高域にピークを生じるので必要だが、２段目の入出力に０．５ｐFを入れるだけで十分のようだ。

・早速負荷としてＳＲ−３０３、すなわちＣ４の１２０ｐＦを負荷にして、そのゲイン−周波数特性を観る。

・オープンゲイン（緑）は低域で１３２．５ｄＢ、クローズドゲイン（赤）は設定通り５４ｄＢ（５００倍）である。

・はたしてこれで２０ｋＨｚ正弦波の４５０Ｖr.m.s．（＝１，２７４Vｐ−ｐ）を出力出来るだろうか？入力に６５７V／５００＝１．２７４Vの正弦波を入力して出力応答波形を観る。

・C4の両端の差電圧＝出力電圧（赤）はピークで±６３７Vと４５０Ｖr.m.s．（＝１，２７４Vｐ−ｐ）が出力できている。これに伴いC4に出力電流（緑）が流れる訳だが、ピークで±９．６ｍAと理屈どおりである。

・実はこれの性能はもっと高いところにある。１，２７４Vの２００ｋHz正弦波を入力して出力応答波形を観る。

・２００ｋHz正弦波の場合でも、C4の両端の差電圧＝出力電圧（赤）はピークtoピークで１,２７４Vと４５０Ｖr.m.s．が出力できている。これに伴いC4に出力電流（緑）が流れる訳だが、ピークで±９６ｍAと理屈どおりである。

・高域性能限界を観るには方形波応答を観るのが良い。そこで１００ｋHz方形波。

・出力電圧がC4の両端の差電圧（緑）のとおり、ピークで±６３７Vの方形波が出力出来てしまっている。その際に負荷C４を流れる電流（赤）はピーク±１６０ｍA近くまで立ち上がるパルス電流となっている。

・１００ｋHz方形波をこの大振幅でこれだけ綺麗に出力できるのだから大したものだ。が、勿論立ち上がり、立ち下がりはやや鈍っており、高域限界が現れている。それはスルー・レートで表現される訳だが、これを方形波の立ち上がり、立ち下がりから読み取ると、１ｕＳで１，０００Ｖ以上立ち上がっておりスルー・レートは１，０００Ｖ／ｕＳを超えている。

・このスルー・レート値、すなわちこの回路の高域限界を規定しているのは、この場合、終段ではなく１段目の動作電流と２段目入出力間の位相補正Ｃによるものだろう。それによるスルー・レートは１．５ｍＡ／０．５ｐＦ＝３，０００Ｖ／ｕＳとなるので１，０００Ｖ／ｕＳは理論値よりちょっと小さいが、まぁ、ここには２段目ＴＲの入力容量もパラで効いてくるはずなので、いずれこの辺がこの方形波応答を規定していると考えて良いだろう。

・と、もし耐圧が８００Ｖ程度あって、電流も数百ｍＡ流せるＰチャンネルとＮチャンネルの半導体素子があれば、こういう性能のドライブアンプも作れる可能性はある訳だ。が、現実にはそのような高耐圧で数百ｍAの電流が流せるＰチャンネル素子はない。ので、これを実現するのはかなり難しい。

・耐圧９００V、Ｉｃｍａｘ＝１０ｍＡ、許容損失２Ｗの２ＳＡ１９６８を多数パラにして起用すれば、と考えられないことはない。が、プッシュプルエミッタフォロアは、負荷に求められるだけ電流を出力しようとするので、素子自体の許容電流、許容損失を超えて素子の破損に至ってしまう可能性が非常に高いと思われる。この高電圧動作下ではなおさらだ。厳重な保護回路が必要だろう。

・高域を欲張ることなく、終段に電流制限回路や損失制限回路を付加し、その保護回路で低い電流値で保護するプッシュプルエミッタフォロアなら現実的かも知れない。しかしながら、それはプッシュプルエミッタフォロアの特徴をある意味殺してしまうものなので、プッシュプルエミッタフォロアを起用する意味を失わせてしまうという恨みがある。

・という感じであるが、出来れば実現してみたい回路だ。

・Ｂ案

・現実に入手しうる素子とその限界を考慮し、必要最低限の電流で制限して終段素子を保護しながら目標を達する回路としては、やはりこういう回路が考えられる。終段を定電流回路付きのエミッタフォロアとするものだ。これだと終段エミッタフォロア＋定電流回路は前段の構成と関わりなくＮＰＮトランジスタのみで構成できる。

・やはり、というのは、この場合の終段はスタックスの純正ドライブアンプと全く同じだから。

・これだと、終段は必然的にＡ級動作になる。また、定電流回路で動作電流が縛られ、終段トランジスタにはその定電流回路で規定された電流の２倍を超える電流は流れない。だから、終段素子の安全、ひいてはアンプ自体やこれに接続されるイヤースピーカー、そして人間の耳が守れる。すなわち定電流回路が保護回路にもなっている訳だ。非常に合理的な回路だ。

・が、それが故に終段のスルー・レートもアンプ全体としてのスルー・レートも、定電流回路で設定した終段の動作電流で規定されることになる。

・まず、同様に負荷としてＳＲ−３０３、すなわちＣ３の１２０ｐＦを負荷にして、そのゲイン−周波数特性を観る。

・なお、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で制限されるＴＲの範囲で終段の個数が浮いた分、ここでは２段目差動アンプの定電流回路を電流源からＴＲで構成したものに変更してある。電流値設定は２ｍＡと同じだ。

・オープンゲイン（緑）は低域で１３２．５ｄＢ、クローズドゲイン（赤）は設定通り５４ｄＢ（５０１倍）である。Ａ案と全く同じだ。電圧ゲインを稼ぐ初段と２段目が同じものだからこれは当たり前。

・ただ、オープンゲインにもクローズドゲインにも４〜５ＭＨｚ付近に小さなピークがある。位相補正的に十分でないのかもしれない。が、その程度が微少なのでとりあえず頓着しない。

・終段のアイドリング電流は、２０ｋＨｚの正弦波を最大４５０Ｖr.m.s．出力するのに理論的に必要な９．６１ｍAに、ＮＦＢ回路に回る無効電流があることを考慮して多少プラス＠した９．７ｍAである。

・果たしてこれで２０ｋＨｚ正弦波の４５０Ｖr.m.s.（＝１，２７４Vｐ−ｐ）を出力出来るか。

・C３の両端の差電圧＝出力電圧（緑）はピークｔｏピークで１，２７４Vと４５０Ｖr.m.s．が出力できている。C３を流れる出力電流（赤）は、ピークで±９．６ｍAとこれも理屈どおりである。

・グラフには併せてこの場合の終段のＴＲＱ３のエミッタ電流の変化（青）とＱ４のエミッタ電流の変化（黄）を表示してある。双方が位相反転した正弦波電流を９．７ｍＡ±ピーク９．６ｍA出力することにより、アンプ出力の電流、電圧が形成されていることが分かる。そしてその電流振幅は０ｍＡから１９．４ｍＡと、そのエミッタ側の定電流回路＝保護回路で設定した限界一杯となっている。

・限界一杯であることを確認するために限界を超えるとどうなるのかを観る。そのためアンプ入力を２１ｋＨｚにしてみる。勿論他の条件は同じ。たった１ｋＨのオーバーだが、

・終段各トランジスタの電流変化が定電流回路によって頭打ちになるので、アンプ出力電流も頭打ちになり、アンプ出力電圧波形にも乱れが生じていることが分かる。

・終段のアイドリング電流９．７ｍＡという電流制限値と負荷である容量１２０ｐＦで規定されるスルー・レートにより、高域限界は２０ｋＨｚ正弦波で４５０Ｖr.m.s.までで、それ以上は無理なのである。これ以上の周波数でそれだけの出力電圧を得ようとしても波形がだんだんと三角波になっていくだけになってしまう。

・試しに３０ｋＨｚ正弦波を入力してみる。

・すっかり三角波（緑）になってしまった。

・で、この三角波の傾斜＝スルー・レートというのが理屈であるので、三角波の傾きから計算してみると１０ｕＳで８００Ｖの立ち上がりであるからそのスルー・レートは８０Ｖ／ｕＳである。この場合の終段のスルー・レートは９．７ｍＡ／１２０ｐＦ＝８０Ｖ／ｕＳであるというのが理屈なので、全く理屈どおりの結果だ。

・この場合３０ｋHzの正弦波の最大出力電圧は、８０／（π＊３０ｋＨｚ）＝８４９Ｖｐ−ｐ＝３００Vr.m.s.が限界というのが理屈だ。

・ので、３０ｋHz、０．８５V（８４９Ｖ／２の１／５００）の正弦波を入力してみる。

・３０ｋＨｚ、３００Vr.m.s．（＝８４９Ｖｐ−ｐ）の正弦波（緑）が出力出来ている。ここまでは出力できるのである。理屈通りだ。

・方形波が入力されるとどうなるだろうか。１０ｋHz±１．２７４Vの方形波を入力してみる。

・振幅は±６３７Vが出力できている。

・が、立ち上がり、立ち下がりからそのスルー・レートを読みとる８０V／ｕＳ程度のスピードとなっている。なぜか電流ピークが±１２ｍＡ程度まで出ているのだが、このスルー・レートも、９．７ｍＡ／１２０ｐＦ＝８０V／ｕＳという理屈そのものである。

・と、全く理屈通りの動作をすることが分かる。だから１００ｋＨｚ方形波などを入力してもＡ案の場合のように綺麗な方形波は出力されないことは容易に想定できる。すっかり三角波になるだろう。

・が、４５０Ｖr.m.sの最大出力電圧帯域が２０ｋHzまで確保されるのだから、可聴帯域にある音楽信号をイヤースピーカーに送り込むアンプとしては十二分以上の性能だろう。



・ところで、この場合の終段の損失は、１素子当たり３．３W〜３．４Wであり、終段トータル１３W程度なる。したがって、それなりの放熱器を用意する必要がある。

・もし、音楽の周波数スペクトラムから考えて、２０ｋHzにおける最大出力電圧は１００Vr.m.s.で良い、という判断をするならば、終段のアイドリング電流設定は２．３ｍAまで減らせる。これでも電源電圧は同じなので４ｋHzまでは４５０Ｖr.m.s．の出力が可能だ。この設定なら終段の各素子の損失は０．８W程度だからそれぞれ小型放熱器を背負わせる程度で十分な放熱設計になるだろう。

・そこで、理屈どおり２０ｋHz正弦波で１００Vr.m.s．（＝２８３Vｐ−ｐ）が出力できるかを観る。

・C３の両端の差電圧＝出力電圧（水色）はピークｔｏピークで２８３Vと１００Ｖr.m.s．が出力できている。C３を流れる出力電流（緑）は、ピークで±２．２ｍAとこれも理屈どおりである。

・グラフには併せてこの場合の終段のＴＲＱ３のエミッタ電流の変化（赤）とＱ４のエミッタ電流の変化（青）を表示してある。双方が位相反転した正弦波電流を２．３ｍＡ±ピーク２．２ｍA出力することにより、アンプ出力の電流、電圧が形成されていることが分かる。

・この場合において、正弦波４ｋＨｚで４５０Ｖr.m.s．（＝１，２７４Vｐ−ｐ）を出力出来るかを観る。

・C３の両端の差電圧＝出力電圧（水色）はピークｔｏピークで１，２７４Vと４５０Ｖr.m.s．が出力できている。C３を流れる出力電流（緑）は、ピークで±２ｍAとこれも理屈どおりである。

・このように、B案は、性能設計も分かりやすいし、入手できる素子で十分な性能が得られると思われるし、保護回路も単純で十分なものだし、イヤースピーカー用のドライブアンプとして非常に合理的かつ現実的なものだ。と思える。


・ところで、B案は終段の定電流回路が保護機能を果たすのであるが、そこに抵抗を用いてもその抵抗で電流値が制限されるので、その意味ではこのような普通の抵抗負荷のエミッタフォロアでも良いのではなかろうか。

・そこで、終段定電流回路を抵抗に置き換えてみる。終段のアイドリング電流を９．７ｍAとするため、その抵抗値は３６ｋΩである。

・終段に流れる電流を制限して素子等を保護するという意味では、抵抗負荷でも良いということが分かる。終段のＴＲＱ３のエミッタ電流の変化（青）とＱ４のエミッタ電流の変化（黄）が１９．４ｍA程度で頭打ちになっていることにそれが現れている。

・しかしながら、終段トランジスタが９．７ｍA±ピーク９．７ｍA電流を出力しても、負荷C4に流れる電流（赤）がピーク±６．４ｍA程度にしかなっておらず、そのため、入力０．９Vですでにクリップしており、出力電圧（緑）もピークｔｏピークで９００Ｖ程度でクリップが始まってしまっていることが分かる。

・すなわち、終段エミッタフォロアの負荷が抵抗の場合、終段の振幅に応じてその抵抗に流れる電流も増減するため、出力への電流供給という面で定電流負荷の場合より効率が悪いのである。また、２段目に対する終段の入力インピーダンスも低下するため、当然アンプ全体のオープンゲインもやや低下する。

・すなわち、定電流負荷の方が高性能なのだ。

・が、ものは考えようであり、こちらが全く駄目だということではない。

・Ｃ案

・B案で、終段エミッタフォロアの動作点を２．３ｍAとしたものでも、２０ｋHzで正弦波１００Vr.m.s．が出力が可能であり、４ｋHz正弦波なら４５０Ｖr.m.s．出力が可能であることを観たのだが、その場合の終段素子の損失は０．８W程度だ。

・であれば、そのような設定の場合はあえて終段エミッタフォロアはなくても良いのではないか？

・というのがC案。２段差動アンプの出力でイヤースピーカーを直接ドライブしてしまおう、というものだ。これでも、２段目の差動アンプ及びそのカスコード回路の素子には定電流回路での設定電流値の２倍以上の電流は流れないので、２段目素子の安全、ひいてはアンプ自体やこれに接続されるイヤースピーカー、そして人間の耳が守れるという、定電流回路が保護回路にもなっているという点はB案の場合と全く同じなのである。また、アンプ全体としてのスルー・レートがこの定電流回路で設定した電流値で規定されることになるのも同じだ。

・で、その回路は当然こうで、とりあえず２段目の動作電流は１０ｋHz正弦波で４５０Ｖr.m.sの出力が可能となる４．９ｍAとがんばってみる。

・早速、負荷としてＳＲ−３０３、すなわちＣ３の１２０ｐＦを負荷にして、そのゲイン−周波数特性を観る。なお、この場合も位相補正がないと５MHｚにおいて１０ｄBのピークを生じるので、同じく０．５ｐFを入れてある。

・オープンゲイン（緑）は低域で１２２ｄＢとA案及びB案より１０．５ｄB少ない。オープンゲインがやや少なくなるのは当然の結果だが、これだけあれば十分だろう。

・勿論クローズドゲイン（赤）は設定通り５４ｄＢ（５００倍）である。

・はたしてこの場合、正弦波１０ｋＨｚで４５０Ｖr.m.s（＝１，２７４Vｐ−ｐ）を出力出来るか。

・C３を流れる出力電流（青）、Q6の出力電流（黄）そしてQ7の出力電流（ピンク）はやや飽和気味である。が、C３の両端の差電圧＝出力電圧（赤）はピークｔｏピークで１，２７４Vと４５０Ｖr.m.s．が出力できているようだ。まぁ、ぎりぎりの限界をちょっと超えたところなのだろう。

・なお、４．９ｍA付近にある横線は定電流回路Q5及びQ6の電流を表示したものである。当然４．９ｍAで一定でないと困るわけだが、まぁ一定かな。

・この場合、正弦波４０ｋＨｚで１００Ｖr.m.s．（＝２８３Vｐ−ｐ）が出力できるというのが理屈だが、

・C３の両端の差電圧＝出力電圧（緑）はピークｔｏピークで２８３Vと１００Ｖr.m.s．が出力できている。C３を流れる出力電流（赤）も、ピークで±４．２ｍAとこれも理屈どおりである。

・この場合方形波が入力されるとどうなるか。１０ｋHz±１．２７３Vの方形波を入力してみる。

・振幅は±６３７Vが出力できている。

・立ち上がり、立ち下がりからそのスルー・レートを読み取ると４０V／ｕＳ程度のスピードとなっている。なぜか電流ピークが±１０ｍＡ程度まで出ているのだが、このスルー・レートも、４．９ｍＡ／１２０ｐＦ＝４０V／ｕＳという理屈そのものである。

・この辺、B案の終段エミッタフォロアにおけるその動作電流設定の場合と理屈は全く同じである。

・したがって、C案もB案同様性能設計も分かりやすいし、入手できる素子で十分な性能が得られると思われるし、素子の保護もこれで問題なく、イヤースピーカー用のドライブアンプとして非常に合理的かつ現実的なものだ。と思える。

・この場合、カスコード回路と定電流回路のＴＲをパラにするという選択肢はないと思うので、さらに最大出力電圧帯域を高域に広げるために２段目の動作電流をこれ以上増やすことは難しいだろう。これで、２段目のカスコードアンプと定電流回路の素子の損失は１．７W弱となるので、これでもそれなりの放熱器を用いることが必要だ。これ以上を望んで２段目の動作電流を増やして放熱器も大きくする（あるいはカスコード回路と定電流回路をパラにする）のであれば、素直にエミッタフォロアを追加してそれに任せるのがスマートというものだ。

・と、C案もありだと思うのだが、STAXの純正ドライブアンプのカタログには、「出力段をエミッタフォロアーとし、低インピーダンス化。高域のダイナミックレンジの大幅な拡張を実現しました。」と書いてある。

・低インピーダンス化はその通りだが、高域のダイナミックレンジの拡張は出力段をエミッタフォロアとして低インピーダンス化するか否かというより、出力段の動作電流の増やし方次第であると思うのだが。。。、ん、この文章、句点で分けてあるところを見ると「低インピーダンス化」と「高域のダイナミックレンジの大幅な拡張」間の因果関係は主張していないのかな。。。？（爆）　まぁいいか。だがこの際だ。出力インピーダンスを測定してＢ案と比較してみよう。

・アンプ出力に電流源を挿入し１ｍAのAC正弦波電流を流して、これにより出力端子間に発生する電圧をみれば出力インピーダンスが測定できる。

・結果、DCから１MHz程度まで２．２１V程度の電圧が発生しているので、出力インピーダンスは２．２１V／１ｍA＝２．２１ｋΩである。

・特に低い訳ではないが、高いという程ではないように思える。１０ｋHzでそのインピーダンスが１００ｋΩを超えるイヤースピーカーのドライブには十分低いように思える。

・B案の回路ではどうか。

・さすがに低い。DCから１MHz程度まで３１ｍV程度の電圧が発生しているので、出力インピーダンスは３１ｍV／１ｍA＝３１ｍΩ。C案の３１／２，２１０＝１／７１だ。

・やはりエミッタフォロを付加した方が出力インピーダンスは低くなる。のだが、では、１０ｋHzで１００ｋΩを超えるイヤースピーカーをドライブするのに、２．２１ｋΩと３１ｍΩの出力インピーダンスの違いにどれだけの意味があるのだろう。という感じはするし、純正のＳＲＭ−３２３Ａでは、何らかの補正なのか高域に向かって限りなく０Ωに近づく容量負荷に対するアンプの保護なのか、エミッタフォロア出力からわざわざ５．１ｋΩの抵抗を通してイヤースピーカーへ出力を供給しているのである。

・といったところを勘案すると、C案の出力インピーダンスがイヤースピーカーのドライブに適さないレベルのものではないだろう、と思える。

・なお、これはこのＣ案の回路のオープンゲインが１２２ｄＢあり、したがってＮＦＢ量が６８ｄＢ程度あるため、結果その出力インピーダンスが２．２１ｋΩと低くなっているからこうなるということなので、すべからく２段差動アンプ出力でＯＫで、エミッタフォロアは必要でないと言うことではないので、念のため。

・といったところで、下手な検討は終わりにして、実際に作ってみる。

・どの案にするか。だが、B案は基本的に純正と同じなのであまり製作意欲が湧かない。といって、Ａ案はちょっと規模が大きくなりそうだ。

・で、まずは一番簡素で製作しやすそうなC案だ。

・で、これでもあれこれ考えて、その回路は下図のとおりとなった。

・その設計コンセプトは、C案であるから当然なのだが、“Ｓｉｍｐｌｅ　ａｎｄ　Ｒｅｆｉｎｅｄ”となる。

・したがって、最大出力電圧は欲張らない。そこで、電源電圧は±２５０V程度とする。その結果、最大出力電圧は純正のＳＲＭ−００６ｔＡと同程度の３００Vr.m.s．程度の見込みだ。

・この最大出力電圧を欲張ると、電源電圧の増加で、素子耐圧、素子損失の問題が厳しくなっていくので、素子選択の範囲は狭まり、放熱対策の規模などは大きくなってしまう。

・上の方でも書いたが、私が某大衆家電量販店で実際に聴いた限りでは、最大出力電圧が３００Ｖr.m.s.のＳＲＭ−００６ｔＡとＳＲ−４０４の組み合わせ（ＳＲＳ−４０４０Ａ）でも十二分な音量だと感じられた。

・であれば、私のような素人が、これを欲張る必要はない。最大出力電圧は純正のＳＲＭ−００６ｔＡと同程度の３００Vr.m.s．程度に止め、電源電圧はそのために必要な±２５０V程度に押さえ、規模を押さえてシンプルにいくのが吉というものだ。

・そして問題の出力段の動作電流の設定（この場合は＝２段目差動アンプの動作電流設定）だが、これは４．５ｍAとしてみる。そうすると、理論的に周波数特性的にはＤＣ〜６０ｋＨｚ（０ｄＢ〜−３ｄＢ、１００Ｖr.m.s.、ＳＲ−３０３　１台負荷）と、純正のＳＲＭ−３２３Ａ同等の周波数特性が得られるはずだ。し、電源電圧を±２５０V程度に押さえた効果で、動作電流を４．５ｍAとしても２段目のカスコード回路及び定電流回路のトランジスタの損失は１W強に収まるので、放熱器なしの場合の許容損失が２Wの素子をここに起用しても、小型の放熱器を背負わせれば十分な放熱設計になるだろう。

・回路は説明するまでもないものだが、初段がＰチャンネル、２段目がＮチャンネルになっている。のは、２段目のカスコード回路又は定電流回路に起用できるＰＮＰトランジスタが２ＳＡ１９６８に限られ、しかもその２ＳＡ１９６８のＩｃｍａｘとＡＳＯ（動作安全領域）から、２段目の動作電流設定を４．５ｍＡとした場合、２ＳＡ１９６８を２段目のカスコード回路に起用することは厳しいと思われ、そうなると定電流回路に起用するしかないからである。

・初段差動アンプ、２段目差動アンプ用の素子は、選別や接着の面倒がいらず、もとより特性の揃った素子で差動アンプ用に設えられているデュアルＦＥＴ、デュアルＴＲにしたいものだなぁ。。。と思ってジャンクボックスを見たらお誂えなものが眠っていた。２ＳＪ１０９と２ＳＣ１５８３だ。よって、これらを起用することにした。

・ただ、２ＳＪ１０９はランクがＧＲだ。そのＩｄｓｓは古い規格表によると−２．６ｍＡ〜−６．５ｍＡ。初段ＦＥＴの動作点は１．５ｍＡにしたいのでＢＬランクが残っていれば御の字だったのだが、ＧＲランクしかないのだからしょうがない。ので、現物のＩｄｓｓを実測してみたところ−３．６ｍＡ。問題なし。

・２ＳＪ１０９はｇｍが２２ｍＳ（Ｉｄ＝３ｍＡ時）と２ＳＪ７４並のｇｍを有する高感度デュアルＦＥＴだが、それが故かＣｉｓｓ＝９５ｐＦ、Ｃｒｓｓ＝２５ｐＦとこちらも２ＳＪ７４並に大きい。そのためか否かＫ式では一度も使われたことがないのだが、ＳＴＡＸの純正ドライブアンプでは前世代まで初段に起用されていたようである。

・まっ、それはともかく、その動作点は１．５ｍＡとした。

・初段のカスコード回路と定電流回路に起用した２ＳＡ１１５６はＮＥＣの現行品。ＳＴＡＸ純正のＳＲＭ−３２３Ａにも使われていることもあり入手してみたのであるが、その規格からするとＫ式でも端役として起用されることがある２ＳＡ１４００のパッケージ違い品ではないかと思われる。耐圧は４００Ｖだが、許容損失は放熱板なしで１Ｗ、無限大放熱板を付ければ１０Ｗ、Ｉｃｍａｘは５００ｍＡと、なかなか使いでのあるトランジスタだ。

・２段目差動アンプの２ＳＣ１５８３はＫ式ではレギュレーターの誤差検出用差動アンプに用いられて著名だが、残念ながらアンプに起用されたことはない。音が先生の基準に達しないのかもしれないが、ディスコンの今となっては貴重なデュアルＴＲをジャンクボックスに眠らせておくのも忍びないので、ここで使ってみることにしたのである。

・２段目定電流回路の２ＳＡ１９６８は選択の余地はほぼない。ＳＴＡＸのＳＲＭ−３２３Ａにも使われている。パッケージ違いと思われる２ＳＡ１９６７も当然使えると思うが、フル・アイソレーションではない分使い勝手が悪い。他にはこの電源電圧であると耐圧６００ＶのＮＥＣの２ＳＡ１４８６が使えるかも知れない。が、この部分の電圧振幅の大きさを考えるとＣｏｂ＝２．２ｐＦの２ＳＡ１９６８より相応しいとは言えないか。

・この定電流回路で２段目の動作点を４．５ｍＡに設定する。

・位相補正のコンデンサがわざわざ１ｐＦの２個シリーズになっているのは５００Ｖ耐圧の１ｐＦのマイカコンデンサしか入手出来なかったため。耐圧６００Ｖ以上の０．５ｐＦのものがあればこうする必要はない。

・２段目のカスコード回路には東芝の２ＳＣ５４６６を起用してみた。ＳＴＡＸのＳＲＭ−３２３Ａに使われているので、その真似をしたようなものだが、耐圧８００Ｖ、Ｉｃｍａｘ５０ｍＡ、許容損失は放熱板なしで２Ｗ、無限大放熱板を付ければ１０Ｗで、なによりＣｏｂが極小で２．２ｐＦである。この点で、電圧振幅の大きい部分に起用するものとしてＰチャンネルの２ＳＡ１９６８と同様に相応しいので、これを起用してみることにした。また、電流的にも動作時最大９ｍＡ（４．５ｍＡ×２）は、ＡＳＯがＶｃｅ＝５００Ｖでも２０ｍＡなので適切な範囲だろう。

・また、２段目の動作点を４．５ｍＡとするとカスコード回路と定電流回路の２ＳＡ１９６８と２ＳＣ５４６６の損失は１Ｗを超えるので、小型の放熱板を背負わせる。熱抵抗１０℃／Ｗ程度の放熱板だったと思うがそのメーカーと型番は失念した。





・抵抗などのその他素子はジャンク箱のあり合わせなので、基板上の風景は何となくｋ式に準じるものに見える。　

・基板裏側配線を７本撚り線でやってしまうのも、長年ｋ式をやってきた因習のようなもので、ＡＴ−１の使用とともにこれが普通のことになってしまっているためだが、ＡＴ−１を使うのであればこれはこれで合理的手法だと思う。なお、基板に空いている穴は言うまでもなく放熱効果を高めようとしたもの。

・一方、帰還回路の構成や定数設定、初段と２段目の定電流回路の定電圧部の共有、初段定電流回路の損失を抵抗で分散したこと、ＤＣオフセットを初段負荷抵抗にパラ接続したトリマーで調整する回路にしたことなどは、はっきり言ってＳＴＡＸ純正のＳＲＭ−３２３Ａの回路（あくまで推定）のぱくりだなぁ。。。（＾＾；

・結果、ＳＴＡＸ純正のＳＲＭ−３２３Ａから終段エミッタフォロアを取り除いただけのような回路になってしまった。（爆）

・が、こちらは２段目を差動アンプとし、電流帰還も掛けていないので、オープンゲインは純正ＳＲＭ−３２３Ａより多少大きいかもしれない。

・初段のｇｍはこの場合ＮＦＢが直にソースに戻ってくるのでソース抵抗による電流帰還は掛からないので、規格表からＩｄ＝１．５ｍＡなので１５ｍS。２段目は、まずその動作電流が４．５ｍＡなのでｇｍ＝４０×４．５＝１８０ｍＳ、ｈｆｅはＧランクなのでまぁ６００として、入力インピーダンスｈｉｅがｈｆｅ／ｇｍ＝６００／１８０＝３．３３ｋΩ、よって初段出力電流の２段目ベースへの分流率は３．３７３７／（３．３７３７＋３．３３）＝５０．４％、なので２段目は０．５０４×６００＝３０２．４。したがって全体でのＧｍ＝１５×３０２．４＝４，５３６ｍＳとなるから、低域での負荷３００ｋΩ（帰還回路の３００ｋΩ）に乗じれば低域での利得＝４，５３６×３００＝１，３６０，８００倍≒１２２．７ｄＢ程度と概略計算される。

・これは、初段２ＳＫ１１７、２段目２ＳＡ８７２Ａで構成した上のＣ案のシミュレーション結果とほぼ同じなので、まぁこんなものだろう。したがって、クローズドゲイン設定が５４ｄＢであるからＮＦＢ量は低域で６４ｄＢ程度ということになる。これが多いか少ないかは色々見方はあるだろうと思うが、私にはそれを穿さくする能力はないので、頓着しないでこのまま作ってしまう。（爆）

・で、単純な回路だから、普通ならＡＴ−１一枚にステレオ分が乗っても良さそうなのだが、放熱板がスペースの半分以上を食い、結局、片チャンネルがＡＴ−１基板１枚にちょうど収まるものになった。

・あとは、その他の構成部品だが、まず、電源トランスは（株）フェニックスからＲＡ５０仕様でＲコアトランスを入手した。整流ダイオードは折角なのでこの際最近流行りの日立のＶ１９Ｇ（Ｅではない。Eは良いがGは駄目なんてことになったら大笑い。（＾＾；）だ。日立の半導体が殆どルネサスに移って古いものはことごとくディスコンにされたが、このダイオードは日立に残ったためか今のところ現行品のようだ。

・平滑ケミコンは２２０ｕＦ・３５０ＶのニッケミＫＭＨねじ端子型をおごり、プロバイアス用のコッククロフト・ウォルトン回路の コンデンサーはたまたま部品屋に転がっていた６３０Ｖ０．０１ｕＦのフィルムコンデンサーだが、よく見るとニッセイのメタライズドポリエステルフィルム、ＭＭＣあたりのよう。

・左図は電源部。何の変哲もない普通の回路。Ｋ式ではスパークキラーは無縁だが、世間の常識では付けるべきものだろう。

・ケースはＤＡコンバーター用に入手しておいたタカチのＯＳ７０−２６−３３ＢＸが放置されたままなのでそれを使うことにした。また、イヤースピーカーの接続コネクタは（有）スタックスから直接ＳＲＣ−５Ｐというやつを手に入れた。ボリュームにはコスモスのＲＶ３０ＹＧがジャンクボックスに転がっていたのでこれを使う。

・今回もアルミＬ字アングルでケースに桟を渡してこれにトランスや基板を載せ、天板のみならず底板も自由に取り外せる構造にする。この方が配線作業も後々のメンテナンス作業も格段に楽になる。

・で、一気に組み立てる。と言っても一々確認と調整を行いながらだが。今回は特に注意深く進める。電源電圧が高圧だから誤って感電したら命に係わる。ので、電源を入れて調整する際は両手にゴム手袋をする。

	・ケース内への部品配置は、ケース後方に電源部、前方にアンプ部として上手く収まった。また、ケース前面パネル配置はなかなか上手くデザイン出来ないものだが、あれこれ悩んだ末、えいや！と、ど真ん中にボリュームを持ってきてみたら存外に収まりが良いのでこれで行くことにした。結果、我ながらなかなか上手い出来映えのような。（＾＾； ・各部の動作確認も問題なく、電源の整流電圧は仮負荷として５０ｋΩの抵抗を繋いで±２８０Ｖ程度。プロバイアスの方も４．７M手前で５２０Ｖ。ちょっと低いがまぁ良いだろう。なので、続いて片チャンネルずつ電源をつないでアンプを調整すると初段及び２段目のトリマーでスムーズにオフセット調整が出来た。なので、しばし電源を入れたままにして異常がないことを確認し、音出し。緊張の一瞬だが。。。 ・上手くいった。イヤースピーカーから良い音が流れてきた。（＾＾）

・早速その奏でる音にしばし時を忘れて聴き入ってしまう。う〜ん、いい音だわい。（＾＾）と、完全に自己満足モード。（爆）（＾＾；

・が、しばらくして夢から覚めて冷静に音を判断することが出来るようになると、純正のＳＲＭ−３２３Ａに比べると明らかに音が柔らかい。何となく真空管アンプっぽくてこれも良いかなぁ。。。という感じなのだが、低域はちょっと緩くもう少し制動が効いて欲しい感じ。。。ちょっと純正に負けるかなあ。。。

・と、いつまでも音を聴いているばかりではいかん（＾＾；。各部の最終的な動作確認をしないと。と、アンプ動作時の電源の整流後電圧を確認すると±２６０Ｖとなっている。ノンレギュレーターだから負荷電流が増えれば当然出力電圧は下がる。が、想定した±２５０Ｖは確保されているし、ややプラスになるようにトランス仕様を発注したので御の字の結果だ。

・次にプロバイアス用の電圧を４．７ＭΩ手前側で確認すると、なんと４８０Ｖしかない。トランスの巻き線を共用しているのでトランスの負荷が増えてこうなるのは当然なのだが、規定値５８０Ｖに対して４８０Ｖでは明らかに電圧不足だろう。なので、コッククロフト・ウォルトン回路入り口の分圧抵抗を調整してその電圧を５８０Ｖにした。なお、上の回路図は調整後の定数である。

・アンプ出力のオフセットは数Ｖレベルで安定しているようだ。通常のヘッドフォン用アンプでは問題のレベルだが、イヤースピーカーのドライバーとしてはこの程度は何ら問題ないだろう。

・続いて、アンプの正常動作を確認する意味で、オシロで波形応答を観ておく。実動作時とは違ってくるがとりあえず無負荷で、１０ｋＨｚと１００ｋＨｚの正弦波及び方形波応答である。

・写真は上から右チャンネル正相側の１０ｋＨｚ正弦波応答及び方形波応答、左チャンネル逆相側の１０ｋＨｚ正弦波応答及び方形波応答、右チャンネル正相側の１００ｋＨｚ正弦波応答及び方形波応答、そして、左チャンネル逆相側の１００ｋＨｚ正弦波応答及び方形波応答。いずれも写真下が入力波形で上が出力応答波形。アンプ入力のローパスフィルターはそのままに入力波形は４７０ｋΩ両端で観測しているので、１０ｋＨｚ方形波においてすでに入力波形自体立ち上がり、立ち下がりのエッジがやや鈍っている。１００ｋHz方形波の鈍りは発振器自体の性能でもある。（爆）　入力は約０．４Vｐ−ｐで出力は約１００Vｐ−ｐ、１００ｋHzの方は入力が約０．２Vｐ−ｐで出力は約４０Vｐ−ｐだが、結論としては、応答波形には何ら問題がなく、位相補正も適切であることが分かる。

・良いのではないかな。（＾＾）

Rチャンネル+ 　10kHz sine 下0.2V/div　上 50V/div	Rチャンネル+ 　10kHz square 下0.2V/div　上 50V/div
Lチャンネル- 　10kHz sine 下0.2V/div　上 50V/div	Lチャンネル- 　10kHz square 下0.2V/div　上 50V/div
Rチャンネル+ 　100kHz sine 下0.1V/div　上 20V/div	Rチャンネル+ 　100kHz square 下0.1V/div　上 20V/div
Lチャンネル- 　100kHz sine 下0.1V/div　上 20V/div	Lチャンネル- 　100kHz square 下0.1V/div　上 20V/div

・と、出来たばかりの我がＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴ　ｆｏｒ　ＥＡＲＳＰＥＡＫＥＲＳの動作安定性をとりあえず確認したところで、再度その音を聴いてみる。。。なに。。。？　その奏でる音はキリリ！と低域から高域まで引き締まり、抜群のトランジェント特性を感じさせる曖昧さのない非常に良い音に変身したのだった。素晴らしい。（＾＾）

・ということは、この間に変更を加えたのはプロバイアスの電圧だけであるから、この音の変化をもたらしたのはプロバイアスの電圧以外にはない。なるほどねぇ。やはりコンデンサー型。ダイアフラムに掛けるバイアス電圧が音を大きく変えるのはコンデンサーマイクの場合と同じなのだなぁ。と、一人得心したのだった。

・で、私の初めてのＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴ　ｆｏｒ　ＥＡＲＳＰＥＡＫＥＲＳの完成を祝して記念写真を一枚。（爆）（＾＾）

・その後もこのＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴ　ｆｏｒ　ＥＡＲＳＰＥＡＫＥＲＳでイヤースピーカーの奏でる音を聴き続けているのだが、純正のＳＲＭ−３２３Ａで聴くその音を超えているとは言わないが、劣ったところなど全く感じられない音を出しているように思える。

・と言う意味で、初めての“ＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴ　ｆｏｒ　ＳＴＡＸ　ＥＡＲＳＰＥＡＫＥＲＳ”のＳｔｕｄｙ成果としては満足な結果となった。（＾＾）

・引き続き純正ＤＲＩＶＥＲ　ＵＮＩＴと併用し、長期安定度をテストしていこう。合わせて純正ドライバーとの音の違いを聴き分けてみたい。

２００９年８月１０日

その後

	・プロバイアス電源は電流は殆ど流れない。ということで、従前の回路で良いと思っていたのだが、ふと思いついてリップルフィルターを追加してみたところ、この方が良いのである。 ・となると、このプロバイアス電源を超高速レギュレータで供給してみてはどうだろう。 ・などということは考えない方が良いか。 ・と、まぁ、Ａ案の方と全く同様の内容。（＾＾；（爆）

２０１０年３月２１日

その後の２（電流入力にしてみる）

・秋も深まり、気候も良くなった。 ・ので、ちょっと工作してみた。
・その回路はこう。 ・ただし、実機では２ＳＡ９７０は２ＳＡ９９５、２ＳＣ２２４０は２ＳＣ２２９１である。 ・また、出力オフセット調整用にＲ２は５０Ω半固定抵抗と２４Ωのシリーズ、入力オフセット調整用にＲ８は３．６ｋΩと１ｋΩ半固定抵抗のシリーズとなっている。 ・基板にはこれがステレオ分と電源回路が乗っている。 ・電源はトランスのパイロットランプ用巻き線から取り、７８０５と７９０５でレギュレートする。
・ＬＴＳｐｉｃｅが占うその周波数特性。 ・上から帰還抵抗（＝ＩＶ変換抵抗）が１００ｋΩ（ピンク）、１０ｋΩ（水色）、１ｋΩ（赤）、１００Ω（青）、そして１０Ω（緑）の場合。 ・入力は１ｍＡなので、帰還抵抗（＝ＩＶ変換抵抗）が１ｋΩの場合に、出力電圧は０ｄＢ＝１Ｖになる。 ・ＩＶ変換ボリュームとして正しく機能することが分かる。
・これを入力のボリュームと置き換え、我がＤｒｉｖｅｒ　Ｕｎｉｔ　ｆｏｒ　ＳＴＡＸ　Ｅａｒｓｐｅａｋｅｒｓを電流入力方式にしようというのが、今回の工作。 ・ボリュームと置き換えるといっても、既存のボリュームは帰還抵抗（＝ＩＶ変換抵抗）として流用して無駄にはしない。１０ｋΩスケルトン抵抗とパラ接続にしてある。 ・今回の基板を、従来の電源基板に重ねて配置し、所要の配線作業をして工作終わり。
・ボリュームをなくすといっても、それに替わって電子回路を挿入するわけだから、いくら電流入力となり電流伝送対応方式となっても音は良くなるだろうか？ ・という思いもあったのだが・・・、 ・なんだこの音は！と思ってしまうほど素晴らしいではないか。（爆）

２０１３年１１月１０日